Beim Einsatz von Widerstandsbrücken-Drucksensoren in industriellen Prozesssteuerungen müssen Entwickler die Leistungsfähigkeit und Spezifikationen der Verarbeitungsstufe für das Eingangssignal sowie des ADC und der analogen Ausgangsstufe berücksichtigen. In diesem Beitrag geht es um Designüberlegungen für jede Stufe der Signalkette und die Auswahl der richtigen Komponenten.

Abb. 2: Widerstandsbrückensensor (Wheatstone-Brücke) mit angelegtem Druck. (Bild: Texas Instruments)

Üblicherweise werden Widerstandsbrückensensoren in industriellen Prozessleitsystemen eingesetzt, wobei die gemessenen Widerstandsänderungen den Änderungen der jeweiligen Messgröße wie Dehnung, Druck, Temperatur oder Feuchtigkeit entsprechen. Unter den zahlreichen unterschiedlichen Widerstandsbrückentopologien ist die Wheatstone-Brücke (Abb. 2) die bekannteste und am besten dokumentierte.

Abb. 1: Verbindung der Drucksensor-Messbrücke mit dem Prozessleitsystem. Texas Instruments

Wenn der Sensor unter Druck steht, werden die einzelnen Widerstände im Drucksensor entweder gestaucht oder gedehnt. Während die Widerstandswerte von RAB und RCD durch Kompression sinken, erhöhen sich die Widerstandswerte von RAD und RBC durch Expansion. Diese Widerstandsänderungen bewirken eine Änderung der Differenzspannung VBD, die ein Differenzverstärker verstärkt (Bild 1). Entwickler verwenden häufig Differenzverstärker mit sehr hoher Eingangsimpedanz wie Instrumentenverstärker (IAs) oder PGAs (Verstärker mit programmierbarer Verstärkung) für die Schnittstellen zu Widerstandsbrückensensoren.

Die Gleichtaktspannung VCM der Widerstandsbrücke ist die mittlere Spannung an den Eingangsklemmen des Differenzverstärkers.

Abb. 2: Widerstandsbrückensensor (Wheatstone-Brücke) mit angelegtem Druck. Texas Instruments

Wenn die Brücke im Gleichgewicht ist, ist VCM gleich der halben Versorgungsspannung VEXT = VAC. Bei VAC = 5 V, VCM = 2,5 V. Die Gleichtaktspannung der Brücke ist vielleicht der wichtigste Designaspekt für Widerstandsbrückensensoren. Der Ausgangsspannungsbereich (VOUT) eines IA hängt von einer Reihe von Faktoren ab, wie z. B. Gleichtaktspannung, Verstärkung, Referenzspannung, Topologie und Versorgungsspannung. Bild 3 zeigt den Zusammenhang zwischen VCM und VOUT am Beispiel eines Instrumentenverstärkers mit drei Operationsverstärkern.

Wie bereits erwähnt, VCM = 2,5 V, wenn VAC = 5 V. Bei unidirektionalen Sensoren ist es oft sinnvoll, den IA mit einer unipolaren Spannung von 5 V zu versorgen und VREF mit 0 V (GND) zu verbinden. Leider schränkt dies den Ausgangsspannungsbereich des IA ein.

Abbildung 3: VCM als Funktion von VOUT für den Instrumentenverstärker INA826. Texas Instruments

Das Beispiel des INA826 in Bild 3 zeigt, dass bei VCM = 2,5 V die Ausgangsspannung nur zwischen 100 mV und ca. 3,2 V liegen kann. Dadurch kann das System die Auflösung des A/D-Wandlers nicht voll ausnutzen ( ADC) mit 2,5 V Referenzspannung. In einem solchen Fall sollten Designer nach einem alternativen IA suchen und / oder eine andere IA-Referenzspannung wählen. Eine andere Möglichkeit besteht darin, die Gleichtaktspannung der Brücke zu ändern (Abbildung 4).

Die Eingangsoffsetspannung ist die DC-Fehlerspannung zwischen den Eingangsanschlüssen des Differenzverstärkers, der beispielsweise ein Operationsverstärker, ein IA oder ein PGA sein kann. Bei einem herkömmlichen IA mit drei Operationsverstärkern hängt diese Spannung von der Verstärkung des Geräts ab. Die Offsetspannung trägt zum gesamten Nullpunktfehler der Lösung bei und beeinflusst, falls nicht kalibriert, auch die Gleichtaktspannung. Empfehlenswert ist daher die Verwendung eines Zero Drift IA oder PGA, der auch eine sehr geringe Offsetspannung besitzt.

Abbildung 4: Anpassung von VCM durch Hinzufügen von RTOP und / oder RBOTTOM. Texas Instruments

Der Begriff „Zero Drift“ wird für Chopper-Verstärker oder Komponenten mit Auto-Zero-Technologie verwendet. Diese sorgen für die interne Korrektur von Offset-Fehlern wie der anfänglichen Eingangs-Offsetspannung, Eingangs-Offset-Spannungsdrift, Netzstörungsunterdrückung, Gleichtaktunterdrückung und einigen anderen Fehlern.

Unter der Eingangs-Offsetspannungsdrift versteht man die Änderung der Eingangs-Offsetspannung bei einer Temperaturabweichung von der Raumtemperatur (25 °C). Dieser Offset-Fehler wird zur anfänglichen Eingangs-Offset-Spannung addiert. Da die meisten Industriesysteme ihre Genauigkeit über einen weiten Temperaturbereich aufrechterhalten müssen, bevorzugen Entwickler Zero-Drift-IAs oder PGAs. Die anfängliche Eingangs-Offsetspannung kann durch Kalibrierung bei Raumtemperatur eliminiert werden. Die Offset-Spannungsdrift erfordert jedoch eine kompliziertere und zeitaufwendigere Kalibrierungsroutine über den Temperaturbereich. Jedes einzelne System muss bei unterschiedlichen Temperaturen kalibriert werden, da die einzelnen Systemkomponenten in unterschiedliche Richtungen driften können. In manchen Fällen kann der Fehler sogar über den Temperaturbereich zunehmen, wenn das System nur bei 25 °C und nicht auch bei anderen Temperaturen kalibriert wird.

Bei der Auswahl des Brückenverstärkers ist das Eigenrauschen dieses Verstärkers ein primäres Kriterium. Da industrielle Systeme oft eine geringe Bandbreite aufweisen, ist die niedrige Frequenz oder das 1/f-Rauschen des Verstärkers von besonderer Bedeutung. Das vom Verstärker erzeugte Rauschen wird zum Rauschen des ADC addiert, was letztendlich die rauschfreie Auflösung der Messung beeinflusst. Zero-Drift-Verstärker sind möglicherweise die erste Wahl, da der 1/f-Bereich ihrer spektralen Rauschdichtekurve flach ist; es gibt jedoch einige IAs ohne Null-Drift-Eigenschaften, deren Rauscheigenschaften insgesamt besser sind. Daher sollten Entwickler eine umfassende Rauschanalyse durchführen, um den Gesamtbeitrag des Verstärkers zum Rauschen zu bestimmen.

Abbildung 5: Gemessene Leistung als Funktion der Verstärkung für eine Ausgangsdatenrate von 7,813 kHz. Texas Instruments

Zur Messung der Widerstandsbrückensignale eignen sich hochauflösende Delta-Sigma A/D-Wandler mit 24 Bit Auflösung. Diese ADCs enthalten immer einen Modulator und einen digitalen Filter. Die Gesamtquantisierungsenergie ist bei einem Delta-Sigma-Modulator sehr hoch, da die Anzahl der Bits pro Signalabtastwert extrem klein ist. Der Dezimator muss unerwünschtes Rauschen im Spektrum oberhalb des Nyquist-Bandes entfernen, damit dieses Rauschen während der Dezimierung nicht aufgrund von Aliasing-Effekten in das Basisband gelangt.

Als Dezimatorfilter wird in den meisten Delta-Sigma-ADCs ein Sinc-Filter verwendet. Diese Filtertopologie verdankt ihre Popularität der Tatsache, dass sie inhärent stabil und zudem einfach zu implementieren ist. Die Ordnung und das Dezimationsverhältnis dieses Sinc-Filters bestimmen die Leistung des ADC.

Die rauschfreie Codeauflösung des ADC ist die in Bit berechnete Auflösung, oberhalb derer keine einzelnen Codes aufgelöst werden können. Die rauschfreie Auflösung des ADC kann basierend auf der Gesamtzahl der Codes (2N) und der Spitze-zu-Spitze-Rauschcode-Messung berechnet werden.

Abb. 6: ADC-Ausgang mit und ohne Filter. Texas Instruments

Die effektive Auflösung kann berechnet werden, indem log2 (6.6) oder ca. 2,7 Bit zur berechneten rauschfreien Codeauflösung addiert werden:

Beispielsweise enthält der Delta-Sigma-ADC im PGA900 einen Modulator zweiter Ordnung mit einer Abtastfrequenz von 1 MHz und einen Sinc-Filter dritter Ordnung mit 128 Oversamples. Die in Bild 5 dargestellten Rauscheigenschaften beziehen sich auf eine Ausgangsdatenrate von 7,8 kHz bei einer Bandbreite von 3,9 kHz und einer Sprungantwort von 384 µs.

Es kommt oft vor, dass die Datenraten der ADCs in dieser Anwendung weit über der benötigten Systembandbreite liegen. Daher ist es möglich, zusätzliche digitale Filtermaßnahmen zu verwenden, um das ADC-Rauschen – auf Kosten der Ausgangsdatenrate – zu reduzieren und dadurch die rauschfreie Auflösung zu erhöhen.

Als Tiefpassfilter fungiert ein einfacher Mittelwertfilter, der das Inband-Rauschen um 3 dB absenkt und damit die Messauflösung für zwei aufeinanderfolgende Signalabtastungen erhöht, aus denen der Mittelwert um ein halbes Bit gebildet wird (Gleichung 4). M gibt die gemittelte Anzahl aufeinanderfolgender Bits an, während W die Erhöhung der Signalauflösung am Ausgang angibt.

Nach Bild 5 ergibt eine Verstärkung von 40 dB eine rauschfreie Ausgabeauflösung von 13,84 Bit. Sendet man die Daten am Ausgang des ADC durch einen gleitenden Mittelwertfilter mit M = 32, dann müsste sich die rauschfreie Ausgangsauflösung nach Gleichung 5 und Bild 6 um 2,5 Bit erhöhen.

Die rauschfreie Ausgabeauflösung ist von 13,84 auf 16,34 Bit gestiegen, die Datenrate am Ausgang jedoch von 7,8 kHz auf 244 Hz gesunken.

Nachdem das Sensorsignal erfasst und verarbeitet wurde, wird im nächsten Schritt ein lineares analoges Ausgangssignal erzeugt, das den Messwert des Sensors von Null bis zum Messbereichsendwert wiedergibt. Das Ausgangssignal des Linearsensors wird dann je nach Anforderung des Aufnehmers über eine Zweidraht-Stromschleife oder drei Drähte als Spannungssignal übertragen. Der gebräuchlichste Ausgangsbereich eines Zweileiter-Messumformers liegt im Bereich von 4 bis 20 mA, gelegentlich werden jedoch auch andere Ausgangsbereiche verwendet. Der gebräuchlichste Dreileiter-Spannungsausgangsbereich ist 0 bis 10 V. Es können jedoch auch andere Ausgangsbereiche wie ± 10 V, 0 bis 5 V und ± 5 V realisiert werden.

Die beiden wichtigsten Abschnitte der analogen Ausgangsstufe sind ein Digital-Analog-Wandler (DAC) und eine Operationsverstärkerschaltung. Letzterer ist so konfiguriert, dass er am Ausgang den gewünschten Strom- oder Spannungsbereich erzeugt. Die Leistung der analogen Ausgangsstufe muss hinsichtlich Auflösung, Offset, Verstärkungsfehler, Linearitätsfehler und Rauschen exakt auf die Eigenschaften der Sensor-Erkennungsschaltungen abgestimmt sein.

Da der DAC in der Regel die Leistung der analogen Endstufe bestimmt, sollten Entwickler den DAC mit Bedacht auswählen. Viele Wandler sind mit 16-Bit-DACs ausgestattet. Aber auch Systeme mit geringeren Genauigkeitsanforderungen kommen mit 12-Bit-DACs aus. Ähnlich wie bei der Eingangsstufe und dem ADC ist es auch möglich, den DC-Offset sowie die Verstärkungs- und Driftfehler des DAC durch Kalibrierung zu eliminieren.

Integrale Nichtlinearitätsfehler (INL) können durch konventionelle Verstärkungs- und Offsetkalibrierung eliminiert werden, so dass die Genauigkeit erst nach der Kalibrierung bestimmt wird. Entwickler müssen daher sicherstellen, dass die INL-Spezifikation des DAC deutlich besser ist als die gewünschte Endgenauigkeit des Gesamtsystems. Um die Monotonie der Ausgabe zu gewährleisten, ist fast immer eine differentielle Nichtlinearität (DNL) von weniger als 1 LSB erforderlich.

Abbildung 7 zeigt eine Operationsverstärkerschaltung für einen Standard-Zweileiter-4 bis 20-mA-Messumformer. Um die Auswirkungen auf das begrenzte Versorgungsstrombudget der Stromschleife von 4 mA in Grenzen zu halten, benötigt die Schaltung einen Operationsverstärker mit sehr geringer Ruhestromaufnahme. Aus diesem Grund verwenden Entwickler in der Regel einen linearen Spannungsregler, der die Loop-Versorgungsspannung von +24 V absenkt, sodass Niederspannungs-Operationsverstärker verwendet werden können.

Der Gleichtaktbereich des Operationsverstärkereingangs muss die negative Versorgungsspannung beinhalten. Um den verfügbaren Ausgangsspannungshub möglichst groß zu machen, sollte dieser beide Versorgungsspannungen umfassen. Der benötigte Ausgangsstrom ist dagegen gering, da der Operationsverstärker nur den Basistreiberstrom für den BJT (Bipolar Junction Transistor) liefern muss. Der Großteil des Schleifenstroms von 4 bis 20 mA fließt hingegen durch die Kollektor-Emitter-Strecke des BJT.

Abbildung 7: 4 bis 20-mA-Wandler, der von einer Stromschleife gespeist wird. Texas Instruments

Die Eigenschaften des Operationsverstärkers sollten von Entwicklern basierend auf den Eigenschaften des DAC und der restlichen Signalkette ausgewählt werden. Besonders vorteilhaft sind hier niedrige Werte für die Eingangsoffsetspannung und die Drift des Operationsverstärkers. Eine hohe Gleichtakt- und Netzstörunterdrückung verbessert dagegen das DC-Verhalten und die Störfestigkeit des Designs. Üblicherweise werden eTrim-, laserabgeglichene und Zero-Drift-CMOS-Operationsverstärker (Chopper / Auto-Zero) verwendet, um die spezifizierten Leistungsanforderungen zu erfüllen.

Wie aus der Übertragungsfunktion (Gleichung 6) ersichtlich ist, bestimmen R1, R2 und R3 die Verstärkung der Schaltung. Daher sollten Entwickler unbedingt Präzisionswiderstände mit geringer Toleranz und niedrigem Temperaturkoeffizienten wählen. Durch ratiometrische Toleranz und Driftanpassung der Widerstände wird die Leistung der Schaltung über den Temperaturbereich deutlich verbessert.

Der Ausgang der Schaltung muss stabil auf Lasttransienten und Änderungen des Ausgangsstroms reagieren. Es ist daher wichtig, den richtigen Emitterwiderstand (Rg) basierend auf dem Q-Punkt in der VI-Kurve zu wählen. Ein richtig dimensionierter Rg-Wert zahlt sich bei einem stabilen Rückkopplungsnetzwerk aus.

8 zeigt eine Standard-Operationsverstärkerschaltung zum Bereitstellen eines Dreileiter-Spannungsausgangs. Um die erforderlichen Ausgangsspannungen zu erzeugen, werden Hochspannungs-Operationsverstärker für Dreileiterschaltungen benötigt. 0 bis 10 V-Ausgänge mit Versorgungsspannung erfordern einen Eingangsgleichtaktbereich, der das Massepotential (GND) einschließt und eine Rail-to-Rail-Ausgangsstufe hat, um Nullcodefehler im System zu reduzieren.

Widerstandsbrückensensoren werden meist zur Messung physikalischer Größen wie Temperatur, Druck, Durchfluss oder Füllstand eingesetzt. In den einzelnen Bereichen zur Verarbeitung der Sensordaten müssen sich Entwickler vor allem auf Designkriterien und Designelemente wie Gleichtaktspannung und Ausgangsspannungsbereich, anfängliche Eingangsoffsetspannung, Eingangsoffsetspannungsdrift, Rauschen, A/D-Wandler, zusätzliche Digital Filterung, der analogen Endstufe und dem D/A-Wandler, schätze hoch.

Die Widerstände RF und RG bestimmen die Verstärkung. Entwickler sollten diese Widerstände nach den gleichen Kriterien auswählen, die sie auch auf die verstärkungsbestimmenden Widerstände der Zweidrahtschaltung anwenden.

Bei einer Schaltung mit Dreileiter-Spannungsausgang steuert der Operationsverstärker direkt die Belastung des Systems, die je nach Endanwendung stark variieren kann. Entsprechend robust muss die Endstufe des Operationsverstärkers sein, da sie Ströme von mehr als ± 30 mA bei unterschiedlichsten Belastbarkeiten verkraften muss. Nur wenige Verstärker sind in der Lage, große Lastkapazitäten direkt anzusteuern. Das Kompensationsnetzwerk bestehend aus RISO, RF, CF und CL wird daher zur Stabilisierung des Ausgangs benötigt. Für eine korrekte Kompensation der Schaltung müssen die Leerlaufverstärkung (AOL) und die Leerlaufausgangsimpedanz (ZO) des Operationsverstärkers bekannt sein. Außerdem sollten Entwickler unbedingt auf die Eigenschaften achten, die den Verlauf von AOL und ZO unter unterschiedlichen Betriebsbedingungen anzeigen, sonst kann das Design instabil werden.

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