Der Artikel konzentriert sich auf Vier-Pegel-Puls-Amplituden-Modulation (PAM4) und erörtert die mess­technischen Heraus­for­de­rungen dieses Modulationsverfahrens im Ver­gleich zur herkömm­lichen NRZ-(PAM2)-Modulation. Die Betrachtungen lassen sich auf PAM8 oder PAM16 übertragen.

Bild 8: Ein 52 GBaud PAM4-Signal, erzeugt von einem BERT M8040A, erfasst mit einem Oszilloskop DSAZ634A. (Bild: Keysight)

Bild 1: Ein hochgenaues PAM4-Signal, geliefert von einem Bitfehlerratentester M8040A und analysiert mit einem Infiniium-Oszilloskop DSAZ634A. Keysight

Ein grundsätzliches Problem bei der Charak­te­ri­sie­rung von Signalen mit mehrpegeliger Modulation hängt damit zusammen, dass das Ampli­tuden­rauschen einen stärkeren Einfluss auf das BER-Limit haben kann als herkömm­liches Phasen­rauschen (Jitter). Das erkennt man deutlich an dem in Bild 2 gezeigten PAM4-Signal, das eine rela­tiv geringe Kanal­dämpfung von ledig­lich 15 dB erfahren hat. Die Augenöffnung ähnelt einer flachen Scheibe. Das bedeutet, dass in diesem Fall das vertikale Rauschen (hier als Sigma-e bezeich­net) die Bitfehlerrate stärker beein­flusst als der Jitter. Diese vertikale Augenverengung lässt sich weit­gehend kompensieren. Aktu­elle Daten­kom­mu­ni­ka­tions­stan­dards schreiben üblicher­weise eine adaptive Refe­renz­entzerrung vor, die den nega­tiven Einfluss der Kanal­dämpfung auf die Signal­qualität verringert.

Die mit Charak­te­ri­sie­rung und Test des Physical Layers befassten Fachleute haben im Laufe von Jahrzehnten die Methoden zur Zerlegung von Jitter in seine Bestand­teile (zufällig, deterministisch, periodisch und be­grenzt-unkorreliert) immer weiter perfektioniert. Ent­wick­ler haben heute Mess­geräte zur Hand, die die genaue Zusammensetzung des Jitters anzeigen und es ihnen ermög­lichen, anhand dieser Daten informierte Design-Entscheidungen zu treffen. Diese Tools ermög­lichen es, den Ursachen von Problemen auf den Grund zu gehen, und beschleu­ni­gen das Physical-Layer-Debug­ging und PHY-Konfor­mi­täts­tests signi­fi­kant.

Bild 2: Augendiagramm eines PAM4-Signals nach Durchlaufen eines Kanals mit einer Dämpfung von 15 dB (maximal zulässige Dämpfung laut 802.3cd-Interim-Spezifikation: 33 dB). Keysight

Aktu­elle Tools zur Charak­te­ri­sie­rung von Rauschen und Inter­ferenzen (Bild 3) bieten zuver­lässige Methoden zur Dekompostion der Rausch­kom­po­nenten und ermög­lichen es Ent­wick­lern, geeignete Abhilfemaßnahmen zu ergreifen, wenn das­ Zufalls­rauschen (RN), periodische Inter­ferenzen (PN) oder deterministische Inter­ferenzen (DI) die zuläs­sigen Grenzwerte überschreitet.

Weil Interferenz-/Rauschanalysen im Hinblick auf die BER-Grenzwerte in den aktu­ellen Stan­dards für Hoch­leistungs-Kommu­ni­ka­tions­systeme eine wichtige Rolle spielen, muss man sorg­fältig prüfen, ob die bisher zur Analyse der Signalkonformität ver­wen­deten Mess­geräte den neuen Anfor­de­rungen genügen. Angesichts der engen Rausch­grenzwerte aufkommender Stan­dards sind ins­beson­dere das Eigen­rauschen, die Erfas­sungs­band­breite und der Dyna­mik­bereich der ver­wen­deten Mess­geräte wichtige Aspekte bei der Charakte­ri­sie­rung des Physical Layers.

Die im IEEE-802.3cd-Stan­dard festgelegten elek­trischen Spezi­fi­ka­tionen für 50, 100 und 200 GAUI (Gbit/s Attachment Unit Interface), geben einen Vorgeschmack auf die zu erwartenden mess­technischen Anforderungen. Wie man Bild 4 entnehmen kann, hat das IEEE zahl­reiche Signalqualitätsparameter zu sieben grundlegenden Signalisierungseigenschaften zusammengefügt. Dieser Artikel konzentriert sich haupt­sächlich auf das SNDR (Signal-to-Noise-und-Distortion Ratio), weil bei solchen Messungen das Eigen­rauschen der verwen­deten Mess­geräte beson­ders stark zum Tragen kommt.

Thema auf der nachsten Seite: SNDR-Spezifikationen.

Bild 3: PAM4-Jitter- und Rauschen-Klassifizierung mit Keysight Advanced Jitter und Amplitude Analysis. Keysight

Das SNDR wird am Sender­ausgang gemessen, wobei die Sender in sämtlichen Lanes aktiv sind. Die Einstel­lungen aller Sender-Equalizer sind iden­tisch und die nicht getesteten Lanes übertragen Aggressor-Muster.

Zur Berech­nung des SNDR werden drei Para­meter benö­tigt, die aus dem PAM4-Messsignal (QPRBS13) extrahiert werden: Pmax, Sigma-e (σe) und Sigma-n (σn). Die IEEE-Spezi­fi­ka­tion ver­wen­det zur Beschreibung der Methoden und der Band­breiten einiger Messungen ein spezielles Vokabular. Dennoch lassen einige Mess­spezi­fi­ka­tionen Raum für Interpretation. Je nachdem, wie man diese Mehrdeutigkeiten in der IEEE-Spezi­­fi­ka­tion interpretiert, erhält man mehr oder weniger gute Mess­ergeb­nisse.

Pmax ist das extrahierte Maxi­mum der Pulsantwort (Bild 5). Die Messgerätespezi­fi­ka­tionen für diese Messung gehen sehr ins Detail und schreiben eine Band­breite von 33 GHz mit Bessel-Thomson-Charak­teristik vierter Ordnung (4BT) vor. Nicht spezi­fi­ziert ist, wie weit man dem Abfall der Bessel-Thomson-Kurve jenseits der Grenz­frequenz folgen soll, hier sind best practices gefragt. Es wird jedoch empfohlen, mindes­tens bis zum -6-dB-Punkt zu folgen, um Mess­geräte-induziertes Über­schwin­gen zu mini­mieren, das entsteht, wenn das Signal­ Frequenz­kom­po­nenten jenseits der Grenzfrequenz des Erfas­sungs­systems enthält. Deshalb benö­tigt man typischerweise ein Mess­gerät mit einer Erfas­sungs­band­breite von über 50 GHz.

Bild 4: Auszug aus den 802.3cd-Interim-Spezifikationen für 50/100/200-GAUI-Sender. Keysight

Wie aus Bild 5 ersicht­lich ist, kann die Erfas­sungs­band­breite (BW) das gemessene Maxi­mum der Pulsantwort beeinflussen. Das nach IEEE-Spezi­fi­ka­tion (33 GHz 4BT) gemessene Maxi­mum beträgt in diesem Fall 473 mV; bei einer Erfas­sungs­band­breite von 19,5 GHz beträgt es nur 465 mV. Die Band­breite von 19,5 GHz dient in diesem Beispiel nur dazu, die Abhän­gig­keit des Mess­ergeb­nisses von der Erfas­sungs­band­breite zu demons­­trieren. Umge­kehrt hätte eine größere Band­breite als 33 GHz eine steilere Puls­antwort und ein höheres Maxi­mum zur Folge. Man beachte, dass die OIF-CEI-Spezi­fi­ka­tionen eine Erfas­sungs­band­breite von 40 GHz 4BT vorschreiben und in diesem Punkt von den IEEE-Spezi­fi­ka­tionen (33 GHz 4BT) abweichen.

Sigma-e (σe) ist die Standard­abwei­chung des linearen Anpas­sungs­fehlers der erfassten Pulsantwort. Für Sigma-e sind keine Mess­geräte-Spezi­fi­ka­tionen vorge­geben; auch hier sind best practices anzuwenden. Viele Fachleute inter­pre­tie­ren die Gleichung dahin­gehend, dass Sigma-e mit der gleichen Erfas­sungs­band­breite zu messen ist wie Pmax – obwohl die aktu­ellen 802.3bs-Spezi­fi­ka­tionen das nicht vorschreiben. Mit Blick auf das Ziel, das SNDR zu maxi­mieren, sollte Sigma-e so weit mini­miert werden, wie die Spezi­fi­ka­tionen es erlauben.

Betrachtet man die Emp­fän­gerseite (Rx) der Verbin­dung und ins­beson­dere das in den Channel-Operating-Margin-(COM)-Spezi­fi­ka­tionen beschrie­bene RX-Modell, stellt man fest, dass die Band­breite der RX-Modelle durch ein Butterworth-Filter auf 3/4 der Symbolrate, nämlich 19,5 GHz, begrenzt ist. Deshalb wurde auch für die Vergleichsmessung (Bild 5) diese Frequenz gewählt.

Bild 5: Pulsantworten bei zwei verschiedenen Erfassungsbandbreiten. Keysight

Aus der Definition des Emp­fän­ger-Rausch­filters ergibt sich für die Sigma-e-Erfas­sungs­band­breite eine untere Grenze von 19,5 GHz und eine obere Grenze von 33 GHz. Natür­lich ist es vorteilhaft, hoch­frequentes Rauschen oder Verzer­rungen bei der Berech­nung des linearen Anpas­sungs­fehlers weitest­gehend zu mini­mieren. Es ist einfacher, eine lineare Anpas­sung auf ein Signal anzuwenden, das nur rela­tiv niedrige Frequenz­kom­po­nenten enthält, als auf eines, das Harmonische höherer Ordnung enthält. Um bei dem Beispiel von Bild 5 zu bleiben: Bei einer redu­zierten Band­breite von 19,5 GHz 4BT ist der lineare Anpas­sungs­fehler um 4,8 Prozent kleiner als bei 33 GHz 4BT (8,084 mV versus 8,5 mV).

Sigma-n (σn): Mit dem gleichen Transmitter-Equalization-Setup wie für σe wird in Abständen von jeweils 8 UI die mittlere Span­nung an einem festen Punkt in dem Test­muster gemessen. Die effektive Abwei­chung wird für jeden der PAM4-Pegel gemessen, und der Mittel­wert der vier Mess­werte σn. Bezüglich der Erfas­sungs­spezi­fi­ka­tionen sind auch hier wieder best practices angesagt. Intuitiv ist klar, dass man von einer Reduk­tion der Erfas­sungs­band­breite (und ent­sprechend gerin­gerem Eigen­rauschen) profi­tie­ren würde. Auch hier bietet sich wieder die Mindest-Band­breite für das Rx-Modell an, nämlich 19,5 GHz 4BT.

Bild 6: Automatisches PAM4-SNDR-Konformitätstestsystem, bestehend aus Keysight 86100D DCA-X plus N1085A PAM4-Analysis. Keysight

σn und σe Zusammenfassung: Das von der IEEE-Spezi­fi­ka­tion vorgeschriebene Mindest-SNDR von 33 dB ist sehr hoch. Das bedeutet, dass nur noch eine winzige Marge für mess­geräte­induzierte Fehler- und Rauschbeiträge übrigbleibt. Um die Spezi­fi­ka­tion zu erfüllen, muss der Wert von Pmax in der SNDR-Gleichung maxi­miert werden, und die mess­geräte­induzierten Beiträge zu den Werten von Sigma-e und Sigma-n müssen mini­miert werden. Mit fortschreitender Emp­fän­ger­techno­logie (größerer Dyna­mik­bereich) und verbes­serter Hand­habung verrauschter Signale sind auch größere SNDR-Werte zu erwarten. Wenn man sich die teils beabsichtigten Inter­pre­ta­tionsspielräume und unvoll­ständig beschrie­benen Mess­bedingungen in den Spezi­fi­ka­tionen genau anschaut und sie versteht, kann man sich für diejenigen best practices entscheiden, mit denen man die besten SNDR-Ergeb­nisse erhält.

Auf der nächsten Seite stehen SNDR-Messungen im Mittelpunkt.

Die Ausgestaltung der Sender­spezi­fi­ka­tionen und der ent­sprechenden Rauschmessungen legt nahe, für diese Messungen ein Oszillo­skop zu verwen­den, da Mess­histogramme in hohem Maße vom Symbolmuster­ abhängig sind und kaum auf andere Weise ermittelt werden können.

Für die meisten Kommu­ni­ka­tions-Test­anwen­dungen sind Äqui­va­lentzeit-Mess­geräte (Sampling-Oszillo­skope wie das 86100D DCA-X) seit jeher das Tool der Wahl, weil sie kosten­günstig, breit­bandig und – vor allem – außer­gewöhn­lich rausch­arm sind. Bei Ver­wen­dung solcher Mess­geräte ist gewähr­leistet, dass Sigma-n-Messungen nur mini­mal durch Eigen­rauschen des Mess­geräts verfälscht werden. Das Eigen­rauschen solcher Mess­geräte liegt in der Größenordnung von 700 µV und ist damit bis zu 5x geringer als das vergleich­barer Echtzeit-Oszilloskope.

Es ist ein breites Angebot an vollautomatischen, techno­logiespezifischen Analyse- und Konfor­mi­täts­test-Tools (Bild 6) verfüg­bar, die diese komplexen Messungen einschließ­lich Rauschdekomposition stark ver­ein­fachen und kon­sis­tente Ergeb­nisse gewähr­leisten. Diese Tools ersparen es, sich allzu tief in die Spezi­fi­ka­tionen einarbeiten zu müssen.

Echt­zeit-Oszillo­skope wie das DSAZ634A, die Äqui­va­lentzeit-Oszillo­skopen in diesen Anwen­dungen Paroli bieten können, sind rela­tiv neu. Einige der neuesten Echtzeit-Oszilloskope bieten vergleich­bare Erfas­sungs­band­breiten wie Sampling-Oszil­loskope plus einzig­artige Vorteile wie zum Beispiel Software-basierte Taktrückgewinnung, unter­brechungsfreie Signal­analyse und größeren Bedie­nungs­kom­fort.

Bild 7: Automatisches PAM4 SNDR-Konformitätstestsystem, bestehend aus Keysight DSAZ634A plus PAM4-Analysis. Keysight

Bei dem 63 GHz Echtzeit-Oszilloskop DSAZ634A (Bild 7) wurde durch gezielte Maßnahmen eine sehr hohe Genauig­keit bei SNDR-Messungen erreicht. Das Gerät kann es in dieser Hinsicht mit vergleich­baren Äqui­va­lentzeit-Oszillo­skopen aufnehmen.

Es liefert nahezu die gleichen SDNR-Werte wie das Sampling-Oszillo­skop 86100D DCA-X (Bild 6). Zwar unterscheiden sich die Eigen­rauschpegel der beiden Geräte, doch wurden bei der Ent­wick­lung interne Rausch- und Fehler­­mechanismen genau charak­­te­ri­sie­rt und deren Kom­po­nenten zerlegt, um eine maxi­male Überein­stim­mung der Mess­ergeb­nisse mit denen eines Äqui­va­lentzeit-Oszillo­skops zu erzie­len.

Ein Echtzeit-Oszillo­skop bietet einzig­artige Vorteile. Es ermög­licht beispiels­weise, ein Signal mit voll­stän­dig geschlossenen Augen zu erfas­sen, es mit einem Refe­renz-Equa­lizer oder einer Kombi­na­tion aus CTLE-, FFE- oder DFE-Modellen zu entzerren, den Takt algorithmisch (per Soft­ware) aus dem Signal zurück­gewinnen und danach die gewünschten Messungen durchzu­führen. Ein Ent­wick­ler, der wissen möch­te, wie das gleiche Signal auf unter­schied­liche Equalizer- oder Messbandbreiten-Einstel­lungen reagiert, braucht das Signal nur ein einziges Mal zu erfas­sen und kann dann iterativ Messungen durch­führen. Bei SNDR-Messungen kann man selektiv die Erfas­sungs­band­breiten für Sigma-e und Sigma-n auf mini­males Rauschen und mini­malen Anpas­sungs­fehler opti­mie­ren und Pmax bei einer anderen (größeren) Band­breite berechnen lassen. Aufgrund dieser enormen Flexi­bi­li­tät werden Echtzeit-Oszilloskope immer häufiger für Daten­kom­mu­ni­ka­tions­messungen ver­wen­det. Der Anwen­der kann entscheiden, welche der beiden Oszillo­skop-Archi­tek­turen seine derzei­tigen und künftigen Anfor­de­rungen an Signal­integritäts­messungen am besten erfüllt.

Bild 8: Ein 52 GBaud PAM4-Signal, erzeugt von einem BERT M8040A, erfasst mit einem Oszilloskop DSAZ634A. Keysight

Seit jeher ist es schwierig, Daten­kom­mu­ni­ka­tions­spezi­fi­ka­tionen zu strukturieren und mit genauen und schnellen Messverfahren zu verbinden. Der Standardisierungsprozess muss mehrere Test­lösungs­archi­tek­turen einbeziehen und darauf abzielen, Mehrdeutigkeiten im Messprozess zu elimi­nie­ren. Letzteres gilt insbesondere in Bezug auf die Charakterisierung des Eigen­rauschens der ver­wen­deten Mess­geräte.

Die Einbeziehung mehrere Test­archi­tek­turen macht verbes­serte De-Embedding- und Devolutions­methoden erfor­der­lich, um die Verfälschung der Mess­ergeb­nisse durch das Eigen­rauschen der unter­schied­lichen Mess­geräte mini­mieren zu können. Das ist beson­ders wichtig unter dem Aspekt, dass die aktu­ellen Roadmaps für Daten­kom­mu­ni­ka­tions­techno­logien mit höheren SNDR-Werten planen, als sie heute üblich sind.

Modulationsverfahren höherer Ordnung – also solche, die mit mehr als zwei diskreten Span­nungspegeln arbeiten – wie zum Beispiel PAM4 bringen neue Heraus­for­de­rungen bei der Signal­analy­se und beim Debug­ging mit sich. Während man bisher ledig­lich das Phasen­rauschen (Jitter) in seine deterministischen, zufälligen und be­grenzt-unkorrelierten Kom­po­nenten zerlegen musste, muss man das gleiche jetzt auch noch mit dem Amplituden­rauschen tun. Stan­dards für 100G/400G-Daten­kom­mu­ni­ka­tion for­dern eine genaue Jitter- und Inter­ferenz/Rauschen-Klassifizierung; nur so lassen sich komplexe Konfor­mitäts­probleme lösen, für die Systeme mit hoch­entwickelten Halbleiterbauelementen und starker Kanal­dämpfung anfällig sind.

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