Schaltnetzteile haben den Nachteil, dass ihre Ausgänge durch hohe Schalttransienten elektrisch gestört werden können und daher mit einem zweistufigen Ausgangsfilter verbunden werden müssen. Um den richtigen Ausgangsfilter zu entwickeln, sind einige Hürden zu nehmen.

Aufgrund der Vorteile, die Schaltnetzteile hinsichtlich Bauvolumen, Kosten und Wirkungsgrad bieten, finden sich diese Energiewandler heute in fast allen elektrischen Geräten. Allerdings können hohe Schalttransienten innerhalb der Netzteile ausgangsseitig elektrische Störungen verursachen. Ein zweistufiger Ausgangsfilter kann Abhilfe schaffen.

Es gibt verschiedene Möglichkeiten, mehrstufige Ausgangsfilter für Schaltnetzteile zu entwickeln. Ein schrittweiser Entwicklungsprozess und vereinfachte mathematische Gleichungen erleichtern Ingenieuren diese Aufgabe und führen schnell zum Ziel.

Im Folgenden werden Aufwärtswandlerschaltungen als Beispiele verwendet, aber die Ergebnisse sind direkt auf jeden DC/DC-Wandler anwendbar. Abb. 1a zeigt die grundlegenden Signalverläufe in einem Aufwärtswandler (Abb. 1b) im Konstantstrommodus (CCM oder Continuous Current Mode).

Ein Ausgangsfilter für eine Aufwärts- oder andere Topologie mit diskontinuierlichem Stromfluss (DCM oder Discontinuous Current Mode) ist wegen des schnellen Anstiegs und Abfalls der Stromkurve in Schalter B erforderlich, die parasitäre Induktivitäten im Schalter anregen können, in der Layout und in den Ausgangskondensatoren. Das Ergebnis ist, dass die Ausgangswellenformen in der Praxis eher wie in Abbildung 2 als Abbildung 1 aussehen, selbst mit einem guten Layout und keramischen Ausgangskondensatoren.

Die Schaltwelligkeit der Schaltfrequenz, verursacht durch die Ladungsänderung des Kondensators, ist klein gegenüber dem ungedämpften Nachschwingen des Ausgangsschalters. Dies wird als Austrittsstörung bezeichnet. Im Allgemeinen liegt die Ausgangsstörung im Bereich von 10 bis über 100 MHz, deutlich über der Resonanzfrequenz der meisten keramischen Ausgangskondensatoren. Daher dämpfen zusätzliche Kondensatoren wenig, um die Interferenzen zu dämpfen.

Abbildung 1a: Spannungs- und Stromkurven für einen Aufwärtswandler. Analoge Geräte

Es gibt verschiedene Arten von Filtern, um die Ausgabe zu filtern. Der Artikel illustriert alle Filtertypen und beschreibt die Stadien der Schaltungsentwicklung. Die Gleichungen sind nicht ganz exakt und es werden Annahmen gemacht, um sie zu vereinfachen.

Dennoch sind einige Iterationen erforderlich, da jede Komponente die Werte der anderen beeinflusst. Die Designtools von ADIsim-Power umgehen dieses Problem, indem sie linearisierte Gleichungen für Komponentenwerte wie Kosten oder Abmessungen verwenden. Die Outputs werden dann angepasst, sobald reale Komponenten aus der Datenbank mit Tausenden von Teilen ausgewählt werden.

Abbildung 1b: Aufwärtswandler mit kontinuierlichem Stromfluss (CCM). Analoge Geräte

Diese Komplexität ist für eine erste Iteration eines Designs nicht erforderlich. Mit den bereitgestellten Berechnungen und ggf. der Verwendung eines Simplis-Simulators wie dem kostenlosen ADIsimPE oder einige Zeit im Labor kann mit minimalem Aufwand ein zufriedenstellendes Design gefunden werden.

Vor der Entwicklung des Filters sollten Ingenieure überlegen, was mit einem einstufigen RC- oder LC-Filter bereits machbar ist. Normalerweise kann mit einer zweiten Filterstufe die Welligkeit auf einige hundert µVss und die Schaltstörung auf unter 1 mVss reduziert werden. Mit einem Abwärtswandler lässt sich etwas weniger Rauschen erreichen, da die Leistungsinduktivität bereits eine erhebliche Filterung leistet.

Abbildung 2: Signalverläufe eines Aufwärtswandlers mit nicht kontinuierlichem Stromfluss (DCM). Analoge Geräte

Sobald die Welligkeit den µV-Bereich erreicht, entwickeln sich die Bauteilparasitäten und die Störkopplung zwischen den Filterstufen zu den limitierenden Faktoren. Sind noch rauschärmere Versorgungen gefragt, können Entwickler auf eine dritte Filterstufe zurückgreifen.

Allerdings sind Schaltnetzteile generell rauschbehaftet und weisen auch Jitterrauschen auf. Dadurch entsteht tieffrequentes Rauschen von 1 Hz bis 100 kHz, das nicht ohne weiteres herausgefiltert werden kann. Daher kann es bei störarmen Versorgungen besser sein, eine zweite Filterstufe zu verwenden und den Ausgang mit einem LDO zu verbinden.

Werte, die im Entwicklungsprozess für alle Filtertypen verwendet werden, sind wie folgt definiert:

ΔIpp: Ungefährer Spitze-Spitze-Strom, der in den Ausgangsfilter fließt. Für die Berechnungen wird ein sinusförmiger Verlauf angenommen. Der Wert von ΔIpp hängt von der Topologie ab. Bei einem Abwärtswandler ist es der Spitze-Spitze-Strom in der Induktivität, bei einem Aufwärtswandler ist es der Spitzenstrom in Schalter B (oft eine Diode).

: Ungefähre Welligkeit der Ausgangsspannung bei der Schaltfrequenz des Umrichters.

RESR: Innenwiderstand (ESR) des ausgewählten Ausgangskondensators.

Crip: Berechneter Ausgangskondensator unter der Annahme, dass in ihn der gesamte Spitze-Spitze-Strom ΔIpp fließt.

Änderung von Vout, wenn Istep am Ausgang anliegt.

Istep: Sofortige Änderung der Ausgangslast.

Tstep: Ungefähre Reaktionszeit des Umrichters auf eine sofortige Änderung der Ausgangslast.

Fu: Grenzfrequenz des Umrichters. Bei einem Abwärtswandler ist es normalerweise FSW / 10. Bei einem Aufwärts- oder Abwärts- / Aufwärtswandler beträgt er normalerweise etwa ein Drittel der Position der Null in der rechten Halbebene Null (RHPZ).

Abbildung 3: Aufbau des Aufwärtswandlers mit ADP161x und RC-Filter auf der Ausgangsseite. Analoge Geräte

Der einfachste Filtertyp ist ein RC-Filter am Ausgang eines mit dem ADP161x aufgebauten Aufwärtswandler-Designs (Abb. 3). Dieser Filter ist kostengünstig und erfordert keine Dämpfung. Aufgrund der Verlustleistung ist es jedoch nur bei Umrichtern mit geringem Ausgangsstrom sinnvoll. In diesem Artikel wird von Keramikkondensatoren mit niedrigem Innenwiderstand (ESR) ausgegangen.

Schritt 1: Wählen Sie C1 basierend auf der Annahme, dass die Ausgangswelligkeit an C1 den Rest des Filters ignoriert. 5 bis 20 mVpp ist ein guter Ausgangspunkt. C1 kann mit Gleichung 1 berechnet werden.

Schritt 2: R kann basierend auf der Verlustleistung gewählt werden und muss viel größer als RESR sein, damit die Kondensatoren und dieses Filter effizient sind. Dadurch wird der Ausgangsstrombereich auf etwas unter 50 mA begrenzt.

Schritt 3: C2 kann mit den Gleichungen 2 bis 6 berechnet werden.

Bei Versorgungen mit höherem Strom ist es vorteilhaft, den Widerstand im PI-Filter durch eine Induktivität zu ersetzen (Bild 4). Diese Konfiguration ermöglicht eine gute Spannungswelligkeitsunterdrückung sowie eine Unterdrückung von Schaltrauschen bei geringen Leistungsverlusten. Das Problem ist, dass jetzt ein zusätzlicher Tankkreis hinzugefügt wurde, der schwingen und möglicherweise eine instabile Versorgung erzeugen kann.

Entwickler, die einen Ausgangsfilter implementieren möchten, müssen daher bei der Entwicklung des Filters zunächst herausfinden, wie der Filter gedämpft werden kann. Abbildung 4 zeigt drei Möglichkeiten.

Ein zusätzlicher Rfilt verursacht nur geringe Zusatzkosten und benötigt wenig Platz. Der Dämpfungswiderstand hat in der Regel wenig bis keine Verluste und kann auch für große Netzteile klein gemacht werden. Der Nachteil besteht darin, dass die Wirksamkeit des Filters durch die Reduzierung der Parallelimpedanz mit der Induktivität erheblich reduziert wird.

Abb. 4: Ein ADP1621 mit Ausgangsfilter mit mehreren unterschiedlichen Dämpfungstechniken (gestrichelt umrandet). Analoge Geräte

Mit Option 2 können die Filterleistungsdaten maximiert werden. Wenn ein Keramikdesign gewünscht wird, kann Rd ein diskreter Widerstand in Reihe mit einem Keramikkondensator sein. Andernfalls ist ein physikalisch großer Kondensator mit hohem ESR erforderlich. Diese zusätzliche Kapazität (Cd) kann die Schaltung erheblich verteuern und vergrößern.

Bei Dämpfungsoption 3 trägt der zusätzliche Dämpfungskondensator Ce am Ausgang dazu bei, die Einschwingkurve und die Ausgangswelligkeit etwas zu verbessern. Dies ist jedoch die teuerste Option, da der erforderliche Kapazitätswert viel größer ist. Außerdem verringert die relativ hohe Kapazität am Ausgang die Filterresonanzfrequenz, was die erreichbare Bandbreite des Wandlers verringert. Daher wird Option 3 nicht empfohlen.

Option 1 wird mit den ADIsimpower-Designtools verwendet. Dies geschieht aufgrund seiner geringen Kosten und relativ einfachen Implementierung in einen automatisierten Designprozess.

Ein weiteres Problem, mit dem sich Entwickler auf dem Weg zum richtigen Ausgangsfilter auseinandersetzen müssen, ist die Kompensation. Auch wenn es widersprüchlich erscheinen mag, ist es fast immer besser, den Filter in die Rückkopplungsschleife einzubeziehen. Dies trägt dazu bei, den Filter etwas zu dämpfen, eliminiert DC-Lastverschiebungen und den Serienwiderstand des Filters und erzeugt bessere Transienten mit weniger Nachschwingen. Bild 5 zeigt das Bode-Diagramm für einen Aufwärtswandler mit einem zusätzlichen LC-Filter am Ausgang.

Die Rückkopplung wird vor oder nach der Filterinduktivität abgegriffen. Was die meisten Entwickler überrascht, ist, wie sehr sich das Open-Loop-Bode-Diagramm ändert, wenn sich der Filter nicht in der Rückkopplungsschleife befindet. Da der Regelkreis mit oder ohne Filter im Rückkopplungskreis beeinträchtigt ist, könnte dies auch entsprechend kompensiert werden.

Im Allgemeinen bedeutet dies, die Soll-Grenzfrequenz auf maximal ein Fünftel bis ein Zehntel der Filterresonanzfrequenz Fres (Gleichung 7) zu reduzieren.

Der Entwurfsprozess für diesen Filtertyp ist iterativ, da die Wahl der einzelnen Komponenten die Wahl der anderen beeinflusst. Die Entwicklung eines LC-Filters mit Dämpfung durch einen Parallelwiderstand (Option 1 in Abbildung 4) läuft wie folgt ab:

Schritt 1: Wählen Sie C1, als ob am Ausgang kein Ausgabefilter vorhanden wäre. Werte von 5 bis 20 mVss sind ein guter Ausgangspunkt. C1 kann dann mit Gleichung 8 berechnet werden.

Schritt 2: Auswahl der Induktivität Lfilt. Erfahrungsgemäß liegt ein guter Wert zwischen 0,5 und 2,2 µF. Die Induktivität sollte für eine hohe Eigenresonanzfrequenz (SRF) gewählt werden. Größere Induktoren haben höhere Eigenresonanzfrequenzen, was bedeutet, dass sie das Hochfrequenzrauschen weniger effizient filtern. Kleinere Induktivitäten haben weniger Einfluss auf die Welligkeit und erfordern höhere Kapazitätswerte. Je höher die Schaltfrequenz, desto kleiner kann die Induktivität sein.

Beim Vergleich zweier Induktivitäten mit gleichem Induktivitätswert weist das Bauteil mit einer höheren SRF eine geringere Wicklungskapazität auf. Die Wicklungskapazitäten wirken wie ein Kurzschluss um das Filter für hochfrequentes Rauschen.

Schritt 3: Wie beschrieben beeinflusst das Hinzufügen des Filters die Kompensation des Wandlers, indem die erreichbare Übergangsfrequenz (Fμ) reduziert wird. Für eine Strom-Modus-Wandlung ist das maximal erreichbare weniger als 1/10 der Schaltfrequenz oder 1/5 des FRES des Filters gemäß Gleichung 7. Glücklicherweise erfordern die meisten analogen Lasten keine ungewöhnlichen Transienten.

Gleichung 9 berechnet die ungefähre Ausgangskapazität (CBW), die am Ausgang eines Wandlers erforderlich ist, um einen bestimmten transienten Stromsprung zu erhalten.

Schritt 4: Stellen Sie C2 als Minimum für CBW und C1 ein.

Schritt 5: Berechnen Sie den ungefähren Dämpfungsfilterwiderstand mit den Gleichungen 10 und 11. Obwohl diese Gleichungen nicht absolut genau sind, kommen sie einer geschlossenen Lösung ohne komplexe Algebra am nächsten.

Die Designtools von ADIsimpower berechnen RFILT, indem sie die Übertragungsfunktion der offenen Schleife des Umrichters mit dem Filter und der kurzgeschlossenen Induktivität berechnen. Die Werte für RFILT werden dann abgeschätzt, bis die Spitze des Wandlers OLTF mit dem Filter nur noch 10 dB über dem OLTF des Wandlers mit kurzgeschlossener Induktivität liegt. Diese Technik kann in einem Simulator wie dem ADIsimPE oder im Labor mit einem Spektrumanalysator verwendet werden.

Schritt 5: Dieser Schritt kann nun mit den Gleichungen 12 bis 15 berechnet werden. a, b, c und d werden verwendet, um Gleichung 16 zu vereinfachen.

Schritt 6: Die Schritte 3 bis 5 sollten wiederholt werden, bis ein gut gedämpftes Filterdesign mit den erforderlichen Welligkeits- und Transientenspezifikationen berechnet ist. Es ist zu beachten, dass die Gleichungen den DC-Serienwiderstand der Filterinduktivität RDCR nicht berücksichtigen. Dieser Widerstand kann bei niedrigeren Stromversorgungen von Bedeutung sein. Es verbessert die Filterleistung, indem es hilft, den Filter zu dämpfen. Dies wiederum erhöht das erforderliche RFILT sowie die Impedanz des Filters.

Beide Effekte können die Leistung des Filters deutlich verbessern. Daher kann es für rauscharme Systeme nützlich sein, einen kleinen Leistungsverlust in LFILT gegen eine verbesserte Rauschleistung einzutauschen. Kernverluste in LFILT helfen auch, das hochfrequente Rauschen etwas zu dämpfen. Daher kann der Eisenkern eine gute Wahl für hohe Ströme sein. Diese Kerne sind bei gleicher Strombelastbarkeit meist kleiner und günstiger. ADIsimpower berücksichtigt für maximale Genauigkeit den Widerstand der Filterinduktivität sowie den Innenwiderstand der beiden Kondensatoren.

Schritt 7: Bei der Auswahl bestimmter Komponenten, die den berechneten Werten entsprechen, sollten Entwickler daran denken, die Kapazität von Keramikkondensatoren zu reduzieren, um DC-Bias zu berücksichtigen.

Abbildung 4 zeigt zwei praktikable Möglichkeiten zur Dämpfung des Filters. Anstatt einen Parallelwiderstand zu wählen, können Sie sich für einen Kondensator entscheiden, um den Filter zu dämpfen. Dies verursacht zwar geringe Zusatzkosten, bietet aber von allen Optionen die besten Filterleistungsdaten.

Der Entwurfsprozess für ein LC-Filter mit einem RC-Dämpfungsnetzwerk (Technologie 2 in Abbildung 4) lässt sich wie folgt beschreiben:

Schritt 1: Wählen Sie wie in der vorherigen Topologie C1, als ob kein Ausgabefilter vorhanden wäre. Werte von 10 bis 100 mVss sind ein guter Ausgangspunkt, je nach gewünschter Ausgangswelligkeit. C1 kann dann mit Gleichung 8 berechnet werden und kann in dieser Topologie kleiner sein als in den vorherigen Topologien, weil der Filter effizienter ist.

Schritt 2: Wie in der vorherigen Topologie wird eine Induktivität zwischen 0,5 und 2,2 µH gewählt. 1 µH ist ein guter Wert für Wandler mit 500 und 1200 kHz.

Abbildung 5: Phasen- und Verstärkungsdiagramme für einen Aufwärtswandler mit einem LC-Filter auf der Ausgangsseite. Analoge Geräte

Schritt 3: Wie zuvor kann C2 aus Gleichung 16 gewählt werden, jedoch mit Rfilt zum Beispiel so groß wie 1 MΩ. Für eine gute Dämpfung muss Rd groß genug gewählt werden, damit Cd die Welligkeit nicht wesentlich reduziert. Für C2 nimmt man das Minimum des berechneten Wertes für C2. Hier kann es sinnvoll sein, zu Schritt 1 zurückzukehren und C1 an die angenommene Welligkeit anzupassen, um einen Wert für C2 zu erhalten, der näher an CBW und C1 liegt.

Schritt 4: Cd sollte den gleichen Wert wie C1 haben. Theoretisch können Sie mit einem höheren Kapazitätswert eine größere Dämpfung des Filters erreichen. Dies erhöht jedoch die Kosten und die Abmessungen und kann auch die Wandlerbandbreite reduzieren.

Schritt 5: Rd kann aus Gleichung 17 berechnet werden. Fres wird unter Verwendung von Gleichung 7 berechnet, wobei Cd ignoriert wird. Dies ist eine gute Näherung, da Rd normalerweise groß genug ist, damit Cd wenig Einfluss auf die Lage der Filterresonanz hat.

Schritt 6: Nachdem Cd und Rd berechnet wurden, sollte entweder ein Keramikkondensator mit Vorwiderstand oder ein Tantal- oder ähnlicher Kondensator mit hohem ESR ausgewählt werden, der die berechneten Spezifikationen erfüllt.

Schritt 7: Bei der Auswahl der Komponenten nach den berechneten Werten ist zu beachten, dass die Kapazitäten von Keramikkondensatoren geringer gewählt werden, um eine DC-Bias zu berücksichtigen.

Eine andere Filteroption besteht darin, den Induktor L im vorherigen Filter durch eine Ferritperle zu ersetzen. Diese Anordnung hat jedoch Nachteile, die die Effizienz bei der Filterung von Schaltstörungen einschränken und die Schaltwelligkeit kaum beeinflussen.

Als erstes ist die Sättigung zu erwähnen. Die Ferritperle erreicht die Sättigung mit einem sehr geringen Vorstrom. Dies bedeutet, dass der Ferrit eine viel niedrigere Impedanz aufweist als in den Zero-Bias-Kurven der Datenblätter. Dennoch könnte eine Dämpfung notwendig sein, da die Ferritperle eine Induktivität ist und daher mit der Ausgangskapazität schwingen kann. Allerdings ist die Induktivität nun variabel. Ferritperlen werden daher nicht als zweite Filterstufe oder Ausgangsfilter empfohlen.

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